- 文献综述（或调研报告）：
随着快速充电和USBPD标准在市场上的迅速采用，对便携适配器的功率密度的显著改进需求越来越大。在全封闭适配器中，通过封装创新或高频开关来减小尺寸必须同时提高效率，以保持较低的组件和适配器外壳温度。单开关准谐振(QR)反激已广泛应用于电源适配器中[1][2]。它以不连续电流传导方式工作，在低线电压上实现零电压软开关(ZVS)，在高线电压上实现部分硬开关。然而，由于变压器泄漏能量无法恢复，需要使用缓冲器或钳位来保护一次和二次开关，并减少电压振铃以抑制电磁干扰。由于缓冲损耗与开关频率成正比，QR反激通常工作在150 kHz以下，这为功率密度和适配器大小设置了一个上限。
由于反激变换器漏感的存在，在开关管关断后会对开关管产生很大的电压应力，传统反激变换器为减小漏感对开关管的电压应力，通常会采取钳位吸收电路来吸收漏感能量并消耗掉，并且这些吸收消耗浪费掉的能量和变换器的开关频率成正比，随着变换器的频率的提高，这种钳位吸收电路方案越发体现出其劣势。为了将漏感能量回收并且实现开关管的软开关，一种有源钳位反激拓扑被提出。
如图1所示有源钳位反激变换器主电路拓扑，有源箝位反激(ACF)是一种实现软开关和回收漏感能量的双开关拓扑结构。有源钳位电路使用一个高压MOSFET串联与钳位电容器取代了无源钳位，通过谐振来钳住变压器两端电压，拓扑结构如图3所示，电路中，Lm为励磁电感，Lr为变压器漏感与外加电感之和，Cr为开关管S1、S2结电容之和，Cclamp为钳位电容。同时有源钳位电路不浪费漏感能量，而是通过将能量存储在电容器中来提高效率，然后在切换周期内将其传送到输出端。在谐振过程中，主开关和辅助开关均可实现ZVS，从而减小开关损耗，提升变换器的效率。
随着最近市场上可获得的增强型氮化镓(eGaN)高电子迁移率晶体管(HEMTs)的发展，转换器的开关速度和性能可以提高到超过传统硅基mosfet所允许的的水平[3],[4],[5]。与硅基MOSFET相比，基于GaN的开关器件可以在器件中以更少的损耗以更快的速率进行开关。与硅场效应晶体管不同，氮化镓场效应晶体管没有反向并联体二极管。然而，如果漏极电压低于源极电压，它们仍然能够从源极到漏极反向导通。如果漏极电压低于栅极电压以及源极电压,栅极和漏极之间的正偏压向将允许电流通过器件导致整个器件压降等于器件阈值电压Vth加上等效串联导通电阻的电压降。如图2所示这里Vgd是从栅极到漏极的电压降，它等于从源极到漏极的电压降。Rsd是反向导通时的源-漏电阻，与漏-源-导通电阻不同。
GaN基MOSFET沟道的导通电阻与栅电压成反比，因此反向导通时的电阻要大得多。这种电阻阻值可以从GaN基MOSFET反向传导曲线的斜率来近似计算[6]。因此，反向导通过程中的总压降会造成很大的损耗，在设计ACF变换器时需要考虑到这一点，另外GaN基MOSFET的输出电容的非线性影响也需要被考虑[7]。
传统的反激变换器中的变压器采用手工制造，制造过程中劳动强度大。成本是一个值得关注的问题，而参数的变化是另一个电路设计问题。基于PCB绕组的变压器只有在开关频率超过几百kHz的情况下才是可行的，因为它具有较小的匝数和较小的铁心尺寸。PCB制造可以很好地控制变压器的漏感和寄生电容。此外，屏蔽层可以很容易地集成在PCB绕组，以减少CM（共模）噪声[8]。
传统的ACF工作在连续导通模式(CCM)[9]或者断续导通模式(DCM)下。由于漏感本身并不能储存足够的能量来实现完全的ZVS（零电压软开关），所以ACF通常需要额外的外部电感。输出整流二极管或同步整流(SR)的关断是很难切换的，它会在整流器中产生电压振铃，并且需要一个缓冲器来抑制噪声或电压超调。CCM的另一个问题是，谐振电感中储存的ZVS能量随着负载的减小而减少。在轻载时，ZVS丢失，导致效率低下。由于这些限制，在高开关频率下使用CCM ACF比较困难。
临界导电模式(CrCM) ACF允许磁化电流在每个开关周期变为负值。与依靠漏感的CCM反激器不同，CrCM利用磁化电感来存储ZVS能量。由于磁化电感比漏磁电感大得多，实现全ZVS软开关只需要少量的负磁化电流。通过控制负磁化电流的大小，可以很容易地实现零到满负载的零电压开关。通过适当的设计，输出整流器在关断时实现零电流开关，即在施加反向电压之前整流电流为零。当泄漏电感能量完全恢复，不再需要整流缓冲器时，CrCM ACF可以使用GaN开关和平面变压器在1 MHz时进行非常有效的开关[10][11]。针对CrCM控制模式，不同的谐振方案被提出，可以通过改变钳位电容的值来改变谐振效果，从而优化性能[12]。有学者提出二次谐振的方案来降低变换器的电流有效值，减小了电路损耗[13][14]。
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